06/07/21 09:40:38 YIWd5h70
>>49
C3356ですか。かなり古い石ですね。もっと性能の良い今時の石を使うのかと妄想してましたｗ
最近は携帯向けの石が開発されてるので良くなりましたよね。とは言え、私もリールでC3356を
手に入れた口なので売るほど持ってたりします（汗
51:774ワット発電中さん
06/07/21 19:42:11 pgXapLKt
2SC3356か・・・
懐かしいナ
低周波小信号汎用増幅＝2SC1815
高周波汎用素子＝2SC3356
って感じか??
どっちも秋月で大量に買ってきてストックがまだ有るヨ
52:774ワット発電中さん
06/07/22 03:28:22 Vw1DZiLR
ビデオ帯でもC3356使った事がある。100db近く稼ぐチャージアンプなんだけど
AF用だと帰還容量の関係で発振してたのがピタッと収まった。
53:774ワット発電中さん
06/07/26 20:25:47 /fs5dE1k
オペアンプじゃなくてディスクリで組んだんか??
ビデオ帯って言うから、NTSCのコンポジットで
フラットネス±.5dB位って勝手に解釈してるがﾅ・・・
54:774ワット発電中さん
06/07/26 21:17:40 X+Op0mjC
コンポジットは２SC1815を３石で差動を組んでた。これでピーキングなどしなくても十分な特性が出る。
C３３５６使ったのは、ライトペン（ブラウン管面に当てて座標を読む奴）の部分を設計した時だね。
ゲインが高い上に、ジッタもシビアだし、量産しやすいように、ライトペンへのコードを５０Ωの１．５Dにして
電源ラインと検出パルスを共用にしたりしたので結構難しかった。
２SC3356を５石も使った贅沢なアンプでした。
55:774ワット発電中さん
06/07/28 21:06:53 JK8ilpOh
↑
家庭用VTRなんかに搭載されていたナ
ライトペン
56:774ワット発電中さん
06/08/08 02:14:17 yAGCXYXf
シロートなんでちょっと教えて。
ミキサーでローカルのモレをおさえるにはどーすればいいの？
DBMやギルバートセルでもモレるでしょ？
どーなのかなぁ・・
57:774ワット発電中さん
06/08/08 08:19:46 bJ8USVyy
>>56
フィルタで切る。とにかくフィルタで切る。
DBMやギルバートセルならシングルエンドミキサより20～40dB押さえられるので
それだけフィルタの設計が楽になる。
システムによってはミキサの前後に物凄い高性能な立体回路フィルタを使うことも
あるが、一般的なシステムならLCやマイクロストリップフィルタの性能を見据えて
Lo周波数を離してあるので切れるはず。
どうにもならずにIFステージが増えることもままあります。状況によってはわざと
RF周波数より高い周波数へいったん変換することもある(特に計測システムで良く
起こりがち)。
｜.｡ｏO(広帯域の受信機とかアマチュア無線のトランシーバーの方が実は
コンバーター系の設計が難しい場合があるのさ…)
58:774ワット発電中さん
06/08/08 20:15:33 cvL03FDj
>>56
ミキサーの用途と周波数関係によりけり
>>57の指摘が概ね正解
59:774ワット発電中さん
06/08/31 02:46:07 8S1RpAhx
2GHz-3GHzのSGの出力周波数を2倍にしたいです。
スプリッタで２つに分けて、DBMのIFとLOに入力すれば、RFから２倍になった周波数が出てきますか？
なんか無理のような気がするのですが、無理ならば、なぜ無理なのか教えてください。
60:774ワット発電中さん
06/08/31 19:49:41 /AbS/nI0
↑
簡単に、ただし精度はソコソコでいいなら
ダブラーを使え
ってかオマイの想像していることがそうなんだがナ
61:774ワット発電中さん
06/09/16 16:10:37 xJKRpjFE
皆さんに質問。
AD83141を2.9GHzで使ったことのある猛者、居ませんか?
データシートでは2.7GHzまでは使えると書いてあるのですが。
#Digi Keyで買えるLog Detはこれが一番周波数が高いんですよね…
#石買ってPWB起こす前に、このスレに勇者が居たら話を聞かせて欲しいな、と
#思ったものですから。
62:774ワット発電中さん
06/09/29 21:49:36 KO76Aqlz
ご存知の方、ご助言お願いします。
インピーダンス変換をしたいのですが
周波数4MHz
通過電力120W
入力500Ω 出力50Ω
初心者で何をどうして良いのか良くわからないのですが
500Ωの出力インピーダンスのジェネレーターを
50Ω系の計測機器に接続して出力測定をしたいと思っています。
そこでインピーダンス変換回路の設計方法を
知りたく、自分で出来ればと思っています。
宜しくお願いします<m(__)m>
63:774ワット発電中さん
06/09/29 22:31:09 EOB4OzJz
計測器を入力レベルオーバーで壊しそうな悪寒
64:774ワット発電中さん
06/09/29 23:01:37 +b00O8YB
抵抗で変換したら？
65:774ワット発電中さん
06/09/30 00:11:22 Z9quo1zX
2.4GHzの発信機ってどーいう回路が主流なの？
数MHzの発信回路でただ単に部品だけ高周波モノ使ってもうまくいかんだろうと思うのですが・・・
ガンダイオードとか大げさなもの使わないと出来ないのかな？
それにしてはワイヤレスLANのPCカードとか薄くて小型だし・・・
66:774ワット発電中さん
06/09/30 15:05:59 +f7WEg+2
>62
作るよりも改造した方が早いかも。
アマチュア無線用のアンテナ・チューナーで検索すれば色々見つかるよ。
これは送信機が５０オーム、負荷が５－５００オーム位だから入力と出力を入れ替えて検討するとか・・・
いきなり最大出力にしないで、徐々に出力を増やして試してみれば？
67:774ワット発電中さん
06/09/30 22:30:17 f1ZVY7Eb
>>65
まさにその辺やっていたりするような気が…それもディスクリートw
2.45GHz/WLANはLSIの中に入ってます。C-MOS差動増幅アンプの帰還型回路が定番になってます。
それ以外だとバイポーラTr1石でクラップ発振回路。デバイスとしてはその辺にあるC3356でもOK。当然もっとfTが高い石を使えば
性能を良くしやすいので、fT～10GHzぐらいの物が良く使われている模様。。この辺の石は携帯端末なんかで沢山出回っている
おかげでコストパフォーマンスが抜群です。問題はベースに入っている共振器をどう組むかで、プリント基板上にλ/4のショート
スタブで安くそこそこ性能を狙うか、半同軸誘電体で高性能を狙うか、巻物Lと組み合わせて広可変を狙うかの選択かな。
売り物のVCOは半同軸誘電体か広可変帯域がほとんどのようです。
余談だけど狭帯域の共振器作るよりTCXO+PLL+VCOフルスクラッチ回路の方が安かったりします。
GunnとかIMPATは波長が10mm以下にならないと話にも出てこない…なっても見かけなくなりましたがw
68:774ワット発電中さん
06/10/01 00:05:19 AM6ybava
>>67
おぉっ！
情報ﾄﾝｸｽです。
>それ以外だとバイポーラTr1石でクラップ発振回路。デバイスとしてはその辺にあるC3356でもOK。
なるほど～、アマチュアの方でもGHz帯の発信機を製作してたりするけど、高周波に無縁な漏れにも
自作の希望が見えてきた！･･･希ガス。
69:774ワット発電中さん
06/10/01 14:13:18 nDRWLXFn
>>64さん
>>66さん
ありがとうございます。
ちなみに抵抗で変換するためにはどのように
すればよいのでしょうか？
50Ω→75Ω変換などの定数の求め方は色々と情報は
あるんですけど…。500Ωの場合はどのように
算出すればよいのか参考になるものがあればと思っています。
アンテナチューナーを利用した方法もあるんですね。
ちなみに入出力を逆にした場合、容量的にも通常使用の場合と
同じになるんでしょうか？
例えば200WがMAXのアンテナチューナーの出力に
180W程度を突っ込んでも大丈夫なのか？と言う事なのですが
本当に素人でよくわかっていなくてすみません。
宜しくお願い致します<m(__)m>
70:774ワット発電中さん
06/10/01 19:03:02 pnYPpG1H
アンテナチューナみたいな未知の変換器を使っても測定には向かないでしょう。
測定ということなら変換損失などはどうでも良いのでしょうから・・・
抵抗変換パッド」なら↓の真ん中あたりのRFCalcというソフト使ってみそ
URLﾘﾝｸ(www.milmega.co.uk)
tool⇒calculators⇒Padsタブね
抵抗で117Wロスって測定器で3Wだ。さらにアッテネータ入れないとだめだね。
計算が間違えてなければ(汗
71:774ワット発電中さん
06/10/01 20:04:46 97FAidMY
↑
オイオイ抵抗が燃えるぞ～
ブロードバンドのインピーダンス変換の場合、測定用の通過電力
はSGレベルで精度が重要なとき、抵抗変換は確かに便利だナ。
でも通過電力120Wだと、ナローバンドである程度の帯域になってしまうが
トランス(高周波トランスだぞ)じゃネーカ??
易しくってならトロイダルコアでも使ってみな
VNAが使える環境なら簡単なんだけどナ・・・
72:774ワット発電中さん
06/10/01 20:18:18 pnYPpG1H
もちろんそれなりの抵抗を・・・・4MHzだから何とかならないかなぁｗ
73:774ワット発電中さん
06/10/01 22:43:42 r+plThq/
>>62
出力インピーダンス500Ωってのはどんな機械なんですか？。
13.56MHzなら高周波電源と想像つくけど、4MHzって一体・・・。
出力のコネクタ形状も興味あるな。
74:73
06/10/01 23:00:54 r+plThq/
思いつきなんだが、トロイダルコアを使ってバランのような方法なら500->50が
可能かも。
ただし、100Wとか200Wの電力で使えるかはわかりませんが。
75:774ワット発電中さん
06/10/01 23:22:59 pnYPpG1H
500Ωで4MHｚ・・・何だろう
電磁誘導？超音波？
エネルギーを何らかの目的で使うものだろうけどRFで出力というわけじゃなさそう・・
76:素人
06/10/02 11:20:51 WEqEns2k
皆さんありがとうございます。
機器の詳細は私もよくわからないのですが
医療や工業用の高周波電源なのです。
出力の端子も一般的ではなく、
また500Ωのインピーダンスですので同軸も使っていません。
ご想像の通りRFをANTで飛ばすのでは無く熱に変えたり
真空中で放電させたりします。
500Ω→50Ωに変換させる事が出来れば入力1000Wmaxの
ATT（-30dB）がありますのでそこで吸収させる事も
可能ですので終端型のパワーメーターで
読めるのではないかと思っているのです。
ちなみに測定といいましても
精度を大きく求めているわけでもありませんので
インピーダンス変換器の理論値でも良いので
損失がわかっていれば良いと言うような感じです。
77:素人
06/10/02 11:25:30 WEqEns2k
>>71さん
ありがとうございます。
ちなみにVNAとは何なのでしょうか？
スペアナなどでしょうか？？
トロイダルコアでインピーダンス変換する際に
必要な何か参考となるようなものは
無いでしょうか？
ホント、無知ですみません<m(__)m>
78:774ワット発電中さん
06/10/02 11:38:46 zjgECbO0
CQ出版の トロイダル・コア活用百科 ISBN4-7898-1182-4 C3055 \1,900
古い本ですが 1.9MHz 500W 半導体アンプの回路とか
1：9 インピーダンス変換トランスとか
コアの選び方も載ってるので参考になるかと。
79:素人
06/10/02 11:41:56 WEqEns2k
>>70さん
pad便利ですね。
ちょっと計算してみたのですが
抵抗が見つかるかどうか。
無誘導抵抗であれば比較的簡単に
私でも出来そうな気はしますが。
80:素人
06/10/02 13:39:36 WEqEns2k
>>78 さん
ありがとうございます。
探してみます<m(__)m>
ちなみにトロイダルトランスで1:9と言う事は
50Ω:450Ωになってしまうという事でしょうか？
単純に1:10に出来ないと言う何かがあるのでしょうかね？
81:774ワット発電中さん
06/10/02 13:43:47 zjgECbO0
巻き線比 1：3 でインピーダンスが 1：9
になるからです
82:774ワット発電中さん
06/10/02 13:48:09 zjgECbO0
トロイダルコアに同じ線を4本 平行に巻くと
ほぼ同じ条件の巻き線が4組できますから
3本を直列にすると
1：3の巻き線が出来ます。
1：1 1：2 など広帯域の高周波トランスを
作るのに便利です。
83:774ワット発電中さん
06/10/02 13:55:07 tSNfvBk6
それってさ 単純に ５０Ωを５００Ωって表記間違いじゃまいか？
５００Ωにする必然性がない。もしくは50.0Ωとかだったりする。
周波数が低いからかもしれんが、
高周波屋としては、なにか目的がねー限り500Ωにしなーとおもうぞ、
84:774ワット発電中さん
06/10/02 14:15:44 nkHuJ3vv
高電圧がほしいときとか。
ぐぐると電気メス(高周波メス)の電源が500Ωらしい。
85:774ワット発電中さん
06/10/02 14:15:48 KOz6oUm7
>>83
50Ω系ならＮコネつかってそうなもんだが
>出力の端子も一般的ではなく、
>また500Ωのインピーダンスですので同軸も使っていません。
と有るから、間違いないんじゃね？
汎用電源は別として、専用装置なら出力マッチングとか考えてるとか。
86:774ワット発電中さん
06/10/02 17:36:05 b2B3jVbk
>>76
その条件で俺が作るとしたら、抵抗によるインピーダンス変換だな。
抵抗は定格10Wかそれ以上（あるいは組み合わせで達成）＋オイル漬け。（抵抗の消費電力は計算できるが、メンドイ）
ただ、入力側の最大電圧がV=√（120*500）≒245Vであることを考えると、人には安易には薦められない。
最近の部品は、高電圧下で使うようには出来ていないものが多い。
これは工夫すれば解決できる。
しかし、作る側に耐電圧に関するノウハウがないと、危ないかも。
87:86
06/10/02 17:38:46 b2B3jVbk
>>79
>無誘導抵抗
4MHzなら、巻き線抵抗以外なら何でもいけるだろ。
88:774ワット発電中さん
06/10/02 18:18:54 fRKKBf5w
ところで4MHzってほぼ正弦波と考えてよいの？
89:素人
06/10/03 09:14:55 W6k/FitP
ありがとうございます<m(__)m>
トロイダルトランスのご説明も良く理解できました<m(__)m>
ちなみに出力のインピーダンスは50Ωでは無く
500Ωで間違いないです。
あと正弦波が基本ですが60Hz程度のパルスで
Duty50ほどで4MHzを出力している波形もあります。
出力波形が正弦波でない場合、測定は難しくなるので
しょうか？
90:774ワット発電中さん
06/10/03 09:33:33 rE+vzYon
大電力だからね～。使う部品も大電力（大電流･大電圧）で考えないと。
正弦波なら>>86の通り実効値245V、電極間のピークは√2倍でよいかもしれないけど、
もしデューティ比が極端で、例えば10％とかの矩形波とか言ったらパワー120Wだとしても
波高値はとんでもないものになるね。今度は耐圧とか問題になるでしょ。
波形を聞いたのは、一応そこいらあたりは考慮しないとってことです。
91:素人
06/10/03 11:52:00 W6k/FitP
>>90さん
ありがとうございます。
なるほど。同一電力であればそうなりますよね。
とりあえず測定はCWで120W程度です。
もう一点、抵抗での変換の場合のpadを>>70で
お教えいただいているのですが
出力インピーダンスが500Ωだと
π型でも入出力共に50Ω時のATTの定数で算出されて
出ているような気がするのですがどうなんでしょうか？
92:774ワット発電中さん
06/10/03 20:14:38 f7xZUnFF
シロウト君
悪いことは言わんから抵抗変換はヤメレ
抵抗がソリッドとか金皮とか酸金とかPとかの問題ではなく
デューティー100ﾊﾟｰで120Wって燃えます!!
ポイント周波数で良いならトランスでなく
LCでも組めるぞ、抵抗で組んだTとかπのときと同じ
リアクタンスにすればOK
93:774ワット発電中さん
06/10/04 08:01:59 /rWT/KKI
抵抗負荷に比べて他は負荷インピーダンスが正しいか
検証できないと、パワーぶち込むのに結構勇気が必要だな。
なんせ出力側のPA壊しかねないから・・・。どういう回路かしらんけど・・
94:774ワット発電中さん
06/10/04 08:13:06 /rWT/KKI
ところでパワー計測ってだけなら、
500Ω終端でオシロで観測して算出とかはだめなのかしら？
もしくは500Ω終端で抵抗体の温度上昇を測定する。
その後で、抵抗にDC電圧かけて同じ温度になるまで電流を流す。
あとから何W食ってたかを算出する。
95:素人
06/10/04 09:09:45 1jhdHEnY
ありがとうございます。
抵抗で組んだ場合はどの程度の容量の抵抗なら
大丈夫なんでしょうか？計算方法がわかれば
いいのですが…
LC回路とすれば負荷吸収の一番大きいポイントで
マッチングが取れてると言う判断をせざるを得ないと
言う事になるんでしょうか？
ちなみにアンテナチューナーの入出力を逆接続した
場合は電力容量は理論的には正接続時と
同じになるのでしょうか？
温度計測は波形が歪んでいようが何であろうが
正確に測定できそうですね。ただ、温度測定する機器が
無いのが問題です^_^;
500Ω終端で両端電圧をオシロで読んで計算してみたのですが
60Hzリップルが乗っているのと校正してある
オシロを使用していますがオシロの個体差が大きく
どうもノイズ成分で表示が曖昧になっている様子で
どの値を信じてよいのかわからなくなっているんです。
96:774ワット発電中さん
06/10/05 17:39:32 njV5IGsr
>>95
｜.｡ｏO(もしも500Ω終端で両端電圧をオシロで見るときにプローブを1本だけでやっているなら、
2本用意して引き算して見るとノイズキャンセルできる可能性が高いかと。
プローブのGNDは、どちらか一方だけを装置のシャーシグランドに繋ぐとよいかと。
引き算の具体的な方法はオシロの取説読んで下さい。基本的には表示切り替えスイッチの
中にADD(加算)があるのでそれを選びます。ch2をInv(反転)にすると正負がひっくり返るので、
結果[ch1]+[-ch2]になりますよ。
そうそう、温度測定するなら熱電対がよろしいかと。ちょっとしたテスターにも測定レンジが
ついている事があるし、なくても熱起電力を測ってDC入れたときと同じ電圧になれば良いのだから。
実は高周波のパワーメーターでも同じ原理で測定している物が多数あります)
97:774ワット発電中さん
06/10/05 21:04:10 G7tZxkQt
>>95
抵抗の場合はオームの法則で計算、120Wで50Ωの負荷に450Ωをシリーズ接続
して見かけのZoは500Ω。120Wの時回路電流は約0.5Aで電圧は50Ω負荷が25V
450の抵抗は225V。消費電力は抵抗が約110W。スゲーな板金用のハンダゴテ
並。
LCで組んだときは説明がマンドクサイ、ココ↓をよーーく読め
>>URLﾘﾝｸ(www.sam.hi-ho.ne.jp)
98:素人
06/10/06 12:16:39 WhaI4cN+
>>96,97さん
ありがとうございます。
かなり解かりやすく説明まで頂き感謝です<m(__)m>
ここまでご説明いただければ自分でも出来そうですので
一度トライしてみます。また結果報告などさせて頂きます。
99:774ワット発電中さん
06/10/11 13:43:11 qQRY8vl8
高周波７MHzで1A程度の電流計測に利用できる
カレントセンサーは存在しないでしょうか？
どれも数百kHz程度のものしか見つからなくて。
ご存知の方がおられましたら情報いただけませんか？
100:774ワット発電中さん
06/10/11 20:12:50 lR3mQDs3
↑
オイオイ
カーレントセンサーな、計器用変成器、CTのナーカマだが・・・
あるわけネーダロ、大体何をしたいンダ???
Z＝50Ωだと1Aは50Ｗダショ
MCカップラあたりかナ
状況をもっと詳しく
101:774ワット発電中さん
06/10/12 01:23:00 cVhGNFwe
質問があるのですが，例えば50Ωの伝送線路に信号源を接続するとき，
理想的な信号源のままではなく，信号源の出力に50Ωの抵抗を
繋ぐ理由はなんでしょうか?
伝送線路側から，信号源へ向かって戻ってくる波を消すため
ですか?
このようにした方が信号源の振幅がきっちり半分にはなるが，
伝送線路側から後進波の影響を受けずに正確に伝送線路へ入って
いけるようにはなる事は式で確認しました．
102:101
06/10/12 01:35:00 cVhGNFwe
受信端を50Ωで愁嘆しておけば，反射が起きないので，送信側が
伝送線路からの後進波を気にする必要はないような気がするの
です．
反射だけでなく，伝送線路の途中から入り込んで，信号原側の
方向へ進んでいくノイズのような物への対策でしょうか?
103:774ワット発電中さん
06/10/12 02:06:00 WeS9FcJw
>>101
理想信号源はショートだろ？
もし信号源に直列に50Ω入っていなかったら、伝送路の片方がショートしていることになる。
(つまり、終端からみて、0Ωの負荷抵抗が伝送路の先に繋がっていると見える)
>受信端を50Ωで愁嘆しておけば，反射が起きないので，
これは、伝送路のインピーダンスが50Ωで閉じているときの話で、信号源のインピーダンスが
0Ωの時点で、反射が起こる。
数式で表していないからなんか説得力ないけど・・・
この説明でいいんかな？>親切な他の人
104:101
06/10/12 02:11:38 cVhGNFwe
>これは、伝送路のインピーダンスが50Ωで閉じているときの話で、信号源のインピーダンスが
>0Ωの時点で、反射が起こる。
そんなはずはないと思うのですが．
確かに終端から送信側を見たときのインピーダンスは，50Ωではなく
なってしまいますが，だからと言って，終端での反射が起きると
言うことにはならないと思いますが．
105:774ワット発電中さん
06/10/12 03:23:55 MpDRhm6R
>>104
じゃあ、その条件で周波数を振ってみたら終端の両端の電圧はどうなるでしょう？
また、伝送路がある場合と無い場合で考えてみてください。
106:101
06/10/12 03:59:03 cVhGNFwe
>>105
以下，電圧，電流を，周波数成分で考えたフェーザ表示として，
理想信号源の裸の電圧をVg,
伝送線路の送信端の電圧をVs，電流をIs
伝送線路の受信端の電圧をVr，電流をIr
伝送線路の特性インピーダンスをZ0, 伝搬定数をγ, 長さをl
とし，伝送線路の受信端をZ0で終端したとして，
i) 理想信号源を伝送線路の送信端に直結した場合
Vr=Vg*(cosh(γl)-sinh(γl))
Ir=(Vg/Z0)*(cosh(γl)-sinh(γl))
ii) 理想信号源にインピーダンスZ0を直列接続して伝送線路の送信端に直結した場合
Vr=(Vg/2)*(cosh(γl)-sinh(γl))
Ir=(Vg/2Z0)*(cosh(γl)-sinh(γl))
単にii)の場合は，受信側の電圧が半分になるだけになりました．
107:101
06/10/12 04:01:32 cVhGNFwe
少し言葉を訂正:
ii) 理想信号源にインピーダンスZ0を直列接続して伝送線路の送信端に直結した場合
--->
ii) 理想信号源にインピーダンスZ0を直列接続して伝送線路の送信端に接続した場合
108:774ワット発電中さん
06/10/12 05:00:26 +X8XB3vU
理想的な信号源の出力インピーダンスが何Ωか？という問題ではないかな。
伝送路が50Ωで負荷(終端側)が50Ωであるならば信号源も50Ωでないとイカン
のではないかな。
理想的な信号源っていうものが高周波用のＳＧであったとして、これの出力に
後付で50Ωを直列に挿入するっていうケースはあまり聞かないなあ。
ブロックダイヤグラムとか、模式的に信号源を表記したい場合に、発振器の出力に
増幅器だとか色々なものを接続したりして出口のところに50Ωの抵抗の記号を
書き込んで「この信号源の送りインピーダンスは50Ωで整合してますよ」みたいな
ことは有り得るし、漏れも書いたりする。
的を得ていないレスだったら通過損失0dBで右から左にスルーしてくれ。
109:101
06/10/12 10:33:33 cVhGNFwe
>>108
>理想的な信号源っていうものが高周波用のＳＧであったとして、これの出力に
>後付で50Ωを直列に挿入するっていうケースはあまり聞かないなあ。
かなり高速なオペアンプのデータシートの中の回路例として，
オペアンプの出力に75Ωの抵抗が直列接続され，その回路の
最終的な出力は，その抵抗の他方の端になっていました．
オペアンプの入力はどうなっていたかというと，75Ωの抵抗が
入力とGNDの間に並列に接続されていました．こちらの方は，入力側
の伝送路の終端していると普通に理解できますが．
例えば，これです:
URLﾘﾝｸ(focus.ti.com)
110:101
06/10/12 11:14:08 cVhGNFwe
URLﾘﾝｸ(210.155.219.234)
「高速のパルスを伝送線で送るときは、受電端で必ず伝送線のインピーダンスで終端
しないと波形が乱れます。
送信側では、負荷は特性インピーダンスの純抵抗だと思ってドライブすれば間違いあり
ません。
また、受信端からの反射が少しはあるでしょうから、送信端も特性インピーダンスと同
じ値の信号源抵抗を持たせることを行います。」
となっていて，受信端からの反射に配慮する目的だとはっきり書いてあります．
他の回路例もついでに挙げておきます:
ANALOG DEVICESのAD829(電圧帰還型120MHz):
URLﾘﾝｸ(www.analog.com)
MAX477, (電圧帰還型)300MHz高速オペアンプ,
URLﾘﾝｸ(datasheets.maxim-ic.com)
National Semiconductorのアプリケーション・ノート:
URLﾘﾝｸ(www.national.com)
↑FIGURE 5,7,8 などを見てください．
1MΩ入力, 50Ω出力; 出力に51.1Ω抵抗が直列に入っている:
URLﾘﾝｸ(www.ednjapan.com)
111:774ワット発電中さん
06/10/12 11:25:37 owutl0jb
>>108
>理想的な信号源っていうものが高周波用のＳＧであったとして、これの出力に
>後付で50Ωを直列に挿入するっていうケースはあまり聞かないなあ。
内部に入ってるからでは？３ｄｂとか１０ｄｂのパッドが入ってる事が多いよ。
まあ、理想的な信号源なんて作れないからと言うのは大きいけどｗ
112:101
06/10/12 12:30:16 cVhGNFwe
結論としては，送信側に入れる直列抵抗は，受信端での反射や，
伝送路の途中でのノイズによる後進波が送信端で二次的に反射して
再度受信端へ戻ってしまうのを防ぐため，ということでよろしいで
しょうか?
113:774ワット発電中さん
06/10/12 12:41:40 8plmXpIY
>>101-110
そこまで判ればあとちょっとですね。
波長に比べて長い距離を伝送する場合に、反射があると定在波が立って
波形が乱れます。よって定在波が立たないように特性インピーダンスで終端する必要が
あります。
定在波が立つ=インピーダンスミスマッチの状態で、受電端の電圧波形がどうなるかを
式に入れて検討すると判りますが、その時に周波数で見て、単一スペクトルの連続波(CW)を送る
場合ではなくてパルス状の波形がどうなるかを見ると、デバイス出力端と入力端の両方が
マッチングが取れていないと波形が恐ろしく乱れる場合があることがはっきりします。Spice系の
シミュレータで、伝送線路をLCで近似して(中には伝送線路がそのまま使えるものもありますが)、
信号源として適当なスルーレートのパルス波形を突っ込み、伝送線路の長さを変えると波形が
乱れるのが簡単に見れます。
例に出てくるような高速OPアンプで伝送する信号でよく見かけるのはビデオ信号の
伝送ですが、例えば30MHzなら波長10m、定在波は半分の5m単位、同軸ケーブルだと
波長短縮率があるので3.5mぐらいだと波長に比べて長く、インピーダンスマッチングを
しないと波形が乱れる事になります。ビデオのケーブルで3.5mって割とあり得る長さです
よね? そしてビデオの信号は数十KHzから数MHzまで、波形の乱れ無しに伝送する必要が
あります。その中身もCWではないので、さらに高い周波数(5～10倍ぐらいでしょうか…)を
歪み無しで伝送しないといけません。
逆に定在波が問題にならないほど伝送距離が短い場合(波長に比べて1/20だと悩むところ、
1/100ぐらいなら大丈夫と言って良いかも…ケースバイケースなのですが)は、
マッチングを取らなくても=出力に抵抗を入れなくてもきれいな波形で伝送できます。
半導体デバイスの多くは入力電圧に対して電流を制御する事で様々な機能を実現しているので、
デバイスの入力端の電圧波形が送出側と同じ波形であることが求められます。
｜.｡ｏO(光の速度がわずか300Mm/Secなのがいけないんだよなwww
でもおかげで携帯電話のアンテナがあのサイズで済んで居るんだから…)
114:101
06/10/12 16:01:37 cVhGNFwe
>>113
「もうちょっと」と言うことは，送信端に直列接続された抵抗素子に
>>112以外の意味の役割があるとすれば，例えば何ですか?
115:108
06/10/12 16:20:14 +X8XB3vU
>>109
提示されたオペアンプの特性について詳細に検討していないままで返信しますので
ヘンなことを言うかもしれませんが、そんなときはスルーしてくださいよ。
アンプが裸の状態での出力インピーダンスが50Ωあるいは75Ωで定義というか、設計
されていないので後付けでシリーズに抵抗を挿入しているのだと思います。
あるいは、50～75Ω程度で直結OKだけれども接続する伝送路や負荷が意図するような
インピーダンスでない場合もあるから、ここはひとつ75Ωをシリーズに入れて、とか。
電力増幅用のパワーモジュールなんかだと内部構造がマイクロストリップライン等で
50Ωに整合して設計・製造してありますね。古いけど三菱のM57xxxとか。こういう
デバイスでは抵抗をシリーズに入れたりしないです。
>>111
そうなんですよ。内部にはアッテネータが入っていたりして詳細に見ていけば50Ωに
なるような構成になっているのは判っております。ちょっとワタシの説明不足で、
ＳＧの出力端子に後付でユーザーが50Ωをシリーズに入れる例はあまり聞かないなぁ、
に訂正です。
全く未知の機械に接続する時とか、DCが重畳されているかも知れない機械とか、
何だかワカランときにATTを入れたりはしますね。
トランシーバなんかは結構怖いです。蓋あけて調整中に不意にプレスしちゃったとか。
アホの独り言みたいなんでスルーしてください。
116:774ワット発電中さん
06/10/12 16:56:48 owutl0jb
>>115
>ＳＧの出力端子に後付でユーザーが50Ωをシリーズに入れる例はあまり聞かないなぁ、
>に訂正です。
訂正してもやはり変。マッチングを理解出来てないようですね。
同軸ケーブルを途中で切って、中間に50Ωの抵抗をシリーズに入れればミスマッチになるでしょう？
117:113
06/10/12 17:53:15 8plmXpIY
>>114
レス>>112を見てませんでした。申し訳ない。
送信側の直列抵抗の役割は>>112の、受信端の反射が再度反射して行くのを防ぐ、です。
ノイズは関係ありません。因果関係をまとめると
定在波が立つ程長距離を伝送する(周波数が高くなれば電気長が長くなる)
→インピーダンスマッチングをして定在波が立たないようにする必要がある
→送電端はOPアンプ出力に直列に抵抗入れてマッチング取ればOK、受電端は対GNDで抵抗入れて
おけば良いのだ! (OPアンプが高入力インピーダンス/低出力インピーダンスだから)
で、OPアンプのマッチング回路としては、直列に75Ωとか47Ωを入れるのが一番簡単なのです。
トランス等を使う手もありますが、スイング電圧が充分取れるのであれば、コストパフォーマンスは
抵抗を入れるのが抜群によいのでみんなそうしてる、ってことです。
帰還量をうまくコントロールしたICだと、出力インピーダンスが直列抵抗無しで50Ωになっている
ものもありますが、これらは回路方式がOPアンプとは抜本的に違っています。多くの場合利得も
低いですし、温度変化も大きいし、f特もフラットネスで見ると良くないし…でもOPアンプよりずっと
高い周波数まで使えるので棲み分けしています。
>>115
OPアンプは出力段がSEPP、対してRFアンプICは出力段がエミッタ接地と回路からしてかなり違います。
そもそもOPアンプは負帰還をかけて利得をある程度自由に設定できますが、RF ICでは利得固定の方が
多いですし。さらにOPアンプを使うケースでは数kHz以下から数十MHzをフラットに増幅することが求め
られるのに比べたら、M57xxなんかは非常に狭い帯域しか増幅できませんね。
狭帯域ならLCで(=マイクロストリップラインで)ロスレスでマッチングが取れるのですが、広帯域となると
ディストリビュートアンプになってしまい、消費電力の割に利得が低いので問題になるかな、と。小信号なら
帰還量をコントロールするとマッチングが取れますね。
昔の本を見てみると、ビデオアンプとしてディスクリートTrを使った直結アンプやら差動増幅入力アンプを
組んでいた時代があったらしいのですが(その頃はまだ学生だったような気が)、今はOPアンプで割と
手軽に出来るのですから…と偉そうに言いつつビデオアンプは作ったこと無いなぁ
｜.｡ｏO(44あたりでは迂闊なことを言って自爆したけど今回は大丈夫だろう…)
118:774ワット発電中さん
06/10/12 20:59:26 IT2bOSOK
1～2GHz程度までのＳＧだったら内部に50Ωが直列に入ってる例も多い。
ALCがあるんで終段のとこで等価的にインピーダンス0Ωになるから。
（負荷を変化させても出力レベルが変化しないので等価的に0Ω）
直列に50Ω接続して、OUTPUT側からインピーダンス50Ωになるようにしてる。
119:774ワット発電中さん
06/10/12 21:20:05 Km3vtBZI
測定器なんだからソースマッチは常識ダッペ
出力は50ｵｰﾑがシリーズではなくて3dBのパッドが多くないか??
πかTかはいろいろダガ・・・
120:108
06/10/12 21:28:35 +X8XB3vU
>>116
最初の質問で「理想的な信号源」という言葉が指す物を50Ω出力で規定された
RFのSGだと思ったんですよ。
普通にSGを使う場合、わざわざ出力接栓から先に50Ωをシリーズに入れたり
しないよな・・・と。
・・・根本的になんか間違って理解しているのかな、漏れ・・・・
121:774ワット発電中さん
06/10/12 22:13:27 IT2bOSOK
>>119
漏れが回路図見たりバラした範囲では50Ω直列の方が多い。
マイクロウェーブ以上になるとPADかな。
122:774ワット発電中さん
06/10/12 23:32:11 GEuVcGkZ
>>101
君は君自身が信じる道を進んだ方が良い。
ゴミのような返答に惑わされるな。得られるのはエネルギーの浪費だけ。
123:774ワット発電中さん
06/10/12 23:55:23 D4tUtFCE
>110
> 1MΩ入力, 50Ω出力; 出力に51.1Ω抵抗が直列に入っている:
> URLﾘﾝｸ(www.ednjapan.com)
これいいな。１本作っとくか。
124:101
06/10/13 01:49:15 hG5y+WO3
>>121
オペアンプを使った負帰還回路は，理論上，直流-高周波まで増幅率一定，位相差0で増幅
できることが最大の売りになるので，純粋な抵抗器が適しているんですね．
他の整合法では，周波数によって減衰率や位相のずれの度合いが変わってしまいます．
トランスの場合は，直流を伝達できませんし．また，0Ωを何倍しても0Ωですから，
トランスを使う場合，トランスの直前に(小さめの)抵抗が必要になりそうです．
>>120
50Ω出力になっているICや装置の場合は，そのまま50Ωの同軸ケーブルに繋げるように
なってます．
理想信号源というのは，同じ状態, 時刻において，どんな値のインピーダンスを接続して
も電圧が変化しないような，内部抵抗0の交流電圧源のことを意味してます．要は，何
を繋いでも，強制的に思った通りの電圧にしてしまうような理想化された信号発生器のこ
とです．オペアンプ出力は理想信号源に近いです．
これは，0Ωの出力インピーダンスなので，50Ωの伝送路に繋ぐときは50Ωを直結するこ
とで，整合をとると言うわけです．
他の例としては，50Ωの出力インピーダンスに75Ωのケーブルを繋ぎたいときは，
75-50=25Ωの抵抗を直列接続すると整合が取れます．
今回は，この整合の必要があるかどうかについて議論していました．
今までの結論から言うと，
・この整合は，伝送路の先の受信端で反射された後進波が，送信端まで戻ってきたと
きに，再度受信端まではるばる戻って行く二次的な反射を防ぐ効果がある．このとき，
送信端では，後進波が吸収されるように振る舞う．
・もし，受信端で完全な整合がとられており，なおかつ，(理屈では生じないが)
伝送路の途中からの反射が起きなければ，後進波が存在しないので，この整合の必要
はない．
・整合すると，電圧振幅は，裸のアンプ出力に比して半分になるデメリットがある．
このデメリットにより，出力電圧レンジが最高でも電源電圧の半分になってしまう．
125:101
06/10/13 02:13:21 hG5y+WO3
>>117
>送信側の直列抵抗の役割は>>112の、受信端の反射が再度反射して行くのを防ぐ、です。
>ノイズは関係ありません。因果関係をまとめると
↑は，私の思っていることと完全に一致しています．
ただ，何度も書いてますが，受信端で整合がとられていれば，受信端での
反射が起きません．よって，送信端に戻ってくる後進波は，基本的には存在
しないことになります．
ということは，送信端で二次的な反射を防ぐ必要がそもそも無いことになり
ます．
これが正しければ，わざわざ出力の電圧振幅を半分にしてまで整合する必要
がないことになってしまいます．もちろん，受信端での整合は，依然必要で
すが．
ただし，完全に後進波がないとまでは言い切れません．それは，ケーブル
を曲げたようなときに，曲げた部分で反射波が生じたりするようなケース
があるかもしれないからです．
ということは，送信端の整合は，こういう事に対する対策なのでしょうか．
126:774ワット発電中さん
06/10/13 02:59:01 COJ919SG
>>124
>他の例としては，50Ωの出力インピーダンスに75Ωのケーブルを繋ぎたいときは，
>75-50=25Ωの抵抗を直列接続すると整合が取れます．
例えば75Ωに変換するとして、SG(50Ω）出力を1mの同軸で引っ張ってその先に
25Ωの抵抗を入れ、更に75Ωのケーブルで1m引っ張ったらその先は75Ωで終端すれば
減衰はするが整合はとれて反射は起こらないということでしょうか？
127:101
06/10/13 03:27:05 hG5y+WO3
>>126
その状況は，
1. 50Ω信号源-50Ω同軸-25Ω抵抗-75Ω同軸-75終端
ということになりますが，これだと駄目です．
2. 50Ω信号源-25Ω抵抗-75Ω同軸-75終端
が最も簡単な正しい構成です．他にも，
3. 50Ω信号源-50Ω同軸-50:75 PAD-75Ω同軸-75終端
でも可能です．
「50:75 PAD」は，一本の抵抗ではなく，π型ATT, T型ATT
URLﾘﾝｸ(72.14.235.104)
URLﾘﾝｸ(www.orixrentec.co.jp)
または, L型ATT
URLﾘﾝｸ(www.mwave-lab.jp)
URLﾘﾝｸ(amps.zugster.net)
URLﾘﾝｸ(www.webervst.com)
トランスを使った変換器
URLﾘﾝｸ(homepage1.nifty.com)
となります．
ATTは，Attenuator(アッテネータ)の略で，減衰器と訳されます．
今の例では，
右側に75Ωの抵抗を繋いで，左側に何も繋がなかったときに，
左側から見た抵抗が50Ω
左側に50Ωの抵抗を繋いで，右側に何も繋がなかったときに，
右側から見た抵抗が75Ω
になるように抵抗を選びます．
トランスを使った場合は，巻き線比nがsqrt(75/50)になるように
します．電圧がn倍，電流が1/n倍されるので，電圧/電流は，
n^2倍されたようになる事からそうなります．
128:774ワット発電中さん
06/10/13 03:47:55 PcOpyGh+
>125
>わざわざ出力の電圧振幅を半分にしてまで整合する必要がないことになってしまいます．
べつにエネルギー効率を気にして整合のための抵抗入れてるわけじゃないから。
>119が既に書いてるがソースインピーダンスが50オームのものをエミュレートしてるだけ。
正しい整合というのはリアクタンス素子だけで整合させたもの。抵抗による「整合」が
整合のイメージとマッチしてなくてもそれは誰の責任でもない。
129:101
06/10/13 03:56:52 hG5y+WO3
>>128
>べつにエネルギー効率を気にして整合のための抵抗入れてるわけじゃないから。
>>119が既に書いてるがソースインピーダンスが50オームのものをエミュレートしてるだけ。
エネルギー効率よりも，出力の電圧振幅が電源電圧の半分以下になっ
てしまう事がかなり痛いのです．電源電圧を大きくする必要が出ます
から．
>正しい整合というのはリアクタンス素子だけで整合させたもの。抵抗による「整合」が
>整合のイメージとマッチしてなくてもそれは誰の責任でもない。
オペアンプのように出力抵抗が理論上0Ωの物をリアクタンス素子
だけで50Ωなどに変換することは可能だとお思いでしょうか?
130:113
06/10/13 08:17:06 S5pAWxl/
>>125
確かに受電端で完璧なマッチングが取れているのならば不要に思えます。
でもそれがほぼ不可能なので、OPアンプ出力にも抵抗を入れないといけないのです。
(送電端+伝送線路)のセットで、受電端側からみた、信号源インピーダンスが
いったいどうなっているのか、も考えてみて下さい。もしも送電端のインピーダンスが
伝送線路の特性インピーダンスから大きく外れていた場合、伝送線路はLCの
ネットワークで近似できますが、線路の長さが変わるとLCも変化してしまいます。
すると受電端の直前で切り分けて信号源側を見ると、伝送線路長が変わると
インピーダンスが変わってしまいます。この、いくらになるか判らないインピーダンスに
対して完全なマッチングが取れるであれば、確かに無くても問題ありません。
ここで(出力インピーダンス0Ωの理想信号源+伝送線路)のインピーダンスを見ると(スミスチャート
にプロットすると簡単)、信号源インピーダンスが0Ωから完全オープンまで、線路長によって激しく
変化してしまうのです。しかも純抵抗成分全く無し。これに対してマッチングをどうやって取れば
良いのか、って事になりますが…
プリント基板上のパターン等で伝送距離も非常に短く、絶対に変化しないようなケースでは実際に
ミスマッチしてても気にしないことがあります。この場合は長さが短いので定在波が立っても
波形が崩れないからです。ただしこの回路間を切り分けて測定器に繋ぐ必要がある場合は、繋ぐための
ケーブルの長さが長くて定在波が立つと測定にならないのでマッチングを取る必要が出てきます。
対して純抵抗の出力インピーダンスを持つ信号源+特性インピーダンスが純抵抗になる
伝送線路+純抵抗の入力インピーダンス負荷の組み合わせではこの問題が発生しません。
結局裸のアンプの電圧出力が半分になるなんて問題は、正しい波形を伝送する事に比べたら
どうでも良いことなのであります、と言う認識です。逆にどんな負荷条件でも正しい波形が伝送できる
のなら、電源電圧の利用効率は非常に重要になってきます。あくまでケースバイケースです。
数十～数百MHzの信号なら定在波が立って波形が崩れる心配をしないといけないかな、ってこと。
実例でも例えば水晶発振器の26MHzをPLL ICに突っ込むケースではインピーダンスマッチング取らずに
繋げてみたり、一方で高々10MHzの方形波を伝送するのに300Ωで終端してみたり。
131:101
06/10/13 14:03:52 hG5y+WO3
>>130
>インピーダンスが変わってしまいます。この、いくらになるか判らないインピーダンスに
>対して完全なマッチングが取れるであれば、確かに無くても問題ありません。
これは，あなたの完全な誤解です．
確かに，受電端から見込んだ伝送路のインピーダンスは，送電端に接続されたインピー
ダンスに依存します．
しかし，受電端での反射を防ぐために必要なのは，特性インピーダンスと終端抵抗を等
しくすることだけです．
これは，次のように説明できます．
特性インピーダンスZ0, 伝搬定数γの伝送路において，伝送路をx軸にとって，
送電端をxの原点にとり，x軸の正方向を電流の正方向とすると，
伝送路の位置xでの電圧V(x)と電流I(x)は，
V(x)=V1*exp(-γx)+V2*exp(γx) ・・・・・・・・・・・・(1)
I(x)=(V1/Z0)*exp(-γx)-(V2/Z0)*exp(γx) ・・・・・・・(2)
と表せます．
この式で，第一項がx軸の正方向に進む波，第二項がx軸の負方向に進む波に対応します．
なお，今までの議論では，私は，これらをそれぞれ，進行波，後進波と呼んで来ました．
第二項を「反射波」と言わずに「後進波」と呼んだのは深い意味があります．それは，
第二項が必ずしも反射によって生じるとは限らないからです．第二項は，受電端から波
を入力したり，伝送路の途中からノイズが入り込む場合にも生じるからです．しかし，
このことは，本題とは関係有りません．
132:101
06/10/13 14:05:51 hG5y+WO3
さて，本題に戻ります．
伝送路の長さ(線路長)をlとすると，受電端での電圧Vrと電流Irは，(1),(2)でx=lとして，
Vr=V(l)=V1*exp(-γl)+V2*exp(γl) ・・・・・・・・・・(3)
Ir=I(l)=(V1/Z0)*exp(-γl)-(V2/Z0)*exp(γl) ・・・・・(4)
と書けます．
ここで，受電端を抵抗Zrで終端したとすると，VrとIrにはオームの法則:
Vr=Zr*Ir ・・・・・・・・・・(5)
が成り立ちます．
(5)に(3),(4)を代入すると，
V1*exp(-γl)+V2*exp(γl) = Zr*{ (V1/Z0)*exp(-γl)-(V2/Z0)*exp(γl) }
⇔
V1*exp(-γl)*( 1 - Zr/Z0 ) = -V2*exp(γl)*( 1 + Zr/Z0 )
⇒
V2/V1 = - exp(-2γl) * ( 1 - Zr/Z0 ) / ( 1 + Zr/Z0 ) ・・・・・(6)
が得られます．
この式の左辺は，反射率です．また，右辺は特性インピーダンスZ0，終端抵抗Zr，
伝搬定数γ，線路長lによって完全に決まってしまうことを示しています．
従ってこの式は，受電端での反射率が，送電端に何を接続したかに全く依存せずに
決まってしまうことを示しています．
また，(6)において，Z0 = Zrとすると，右辺は0になるので，V2 = 0であることが分
かります．
つまり，伝送路の特性インピーダンスZ0と終端抵抗Zrを一致させると，反射が起きな
い事を示しているのです．
よって，受電端での反射を起こらなくする条件が，送電端に何を接続したかにかかわ
らず，伝送路の特性インピーダンスと終端抵抗の値を一致させることのみで良いとい
うことが結論できました．
以上で説明を終わります．
133:774ワット発電中さん
06/10/13 14:47:17 BgQWG224
つまり>>101さんは
送信端に抵抗を入れるなんてエネルギーの損失になるだけでもったないじゃないの？
いいたいのですね？
それともOPAMP限定かな？OPAMP限定だとして通常50Ωドライブ可となっているものは
当然ながら負荷抵抗RL=100Ωとしていますので、そこに50Ωを直にぶら下げるというなら
メーカは保障してくれないでしょう。周波数特製も多分落ちます。その辺はデータシートみれば
判りますよね。
伝送路使う回路で送信端に抵抗つけるというのはOPAMPとかECLの同軸ドライバとか
特殊な例だけになると思います。・・・・と思っているんだけど・・自信なしｗ
134:101
06/10/13 14:48:46 hG5y+WO3
>>106において，既に，受電端での反射率が，送電端に何を接続したかに全く依存
せずに決まってしまうことを定量的に厳密に示しました．
しかし，定性的に考えると，このことは当然の結果であったと言うことが分かります．
送電端で起きたことは，しばらく経ってから受電端に伝わります．
つまり，送電端の状況は，受電端にはすぐには伝わりません．
送電端に接続していた物を後で取り外した時を考えるます．
この場合，受電端が知りうるのは，受電端の近傍の電磁場の様子と，受電端の近く
の媒体の物性のみです．つまり，受電端の近傍の電圧と電流，および，受電端に
接続されている伝送路と終端抵抗のみによって，反射現象が支配されることが
になります．
受電端の近傍の電圧と電流は，進行波の振幅と後進波の振幅によって決まります．
そして，それらの比が反射率です．
よって，伝送路の性質と終端抵抗が，この反射率を決定することが当然であること
が分かります．
135:101
06/10/13 14:51:40 hG5y+WO3
すみません，>>134で「>>106において」と書いたのは誤りで，正確には
「>>131-132において」です．
136:101
06/10/13 14:59:46 hG5y+WO3
>>133
>つまり>>101さんは
>送信端に抵抗を入れるなんてエネルギーの損失になるだけでもったないじゃないの？
>いいたいのですね？
まあ，そう言うことです．しかし，万が一後進波が生じてしまったときに
それを吸収する効果はありますので，全く無意味だとは思っていません．
実験的に確認しなければ厳密にはよく分かりませんが，もし，実験的に
後進波が滅多に生じないと言うことが実証されれば，送信端のその抵抗は
省いても構わないと考えられます．
>それともOPAMP限定かな？OPAMP限定だとして通常50Ωドライブ可となっているものは
>当然ながら負荷抵抗RL=100Ωとしていますので、そこに50Ωを直にぶら下げるというなら
ここで言う「負荷抵抗」とはどの抵抗のことか，「直にぶら下げる」の
「直に」とはどの位置のことかがよく分かりません．
もう少し，分かりやすく説明頂ければ幸いです．
137:774ワット発電中さん
06/10/13 17:40:07 PcOpyGh+
>133
つ ｽﾚﾘﾝｸ(denki板)l50
138:774ワット発電中さん
06/10/13 18:22:05 S5pAWxl/
>>134
>>>106において，既に，受電端での反射率が，送電端に何を接続したかに全く依存
>せずに決まってしまうことを定量的に厳密に示しました．
いやこの式ではですね、伝送線路側は無限長、つまりどこを切っても特性インピーダンスZ0の前提です。
そこにある基準点を設けて、そこから距離 l 離れたところに在る負荷との関係を表しています。信号源
インピーダンスもZ0だから、出てこないのです。前提が間違っているので、誤った結論をしています。
正しく境界条件(boundary condition)を考察してみて下さい。このケースでは、ある出力インピーダンスZsの
信号源と、特性インピーダンスZ0の無限に続く伝送線路(有限の長さにするならZ0で終端する)を
接続した境界部分を最初に考えなければなりません。
>>132の(6)相当の式だけ、信号源インピーダンスをZs、その他は同じ表記として示すと
V2/V1 = - exp(-γ*0)*( 1 - Z0/Zs ) / ( 1 + Z0/Zs )=-( 1 - Z0/Zs )/( 1 + Z0/Zs )
となります。まずここでインピーダンスミスマッチによる反射が発生するのです。ここで
伝送線路の先、受電端から信号源側を見た時のインピーダンスZは、というと結論だけですがZ0に
なっていません。どうなるかは適当な等価回路網を作って、ゆっくり考えてみて下さい。
一般には真面目に電圧と電流の式を解くのは面倒なので、反射係数とスミスチャートを利用して
考えると簡単…最近高周波シミュレータが流行中なので紙のスミスチャート(orイミッタンスチャート)を
使う機会は減りましたけど。
で、この信号源Zsと特性インピーダンスZ0の伝送線路の特性を合成したZ0'と、Zrについてまた
検討して下さい。結果Z0=ZrでもZsが違う場合、結局反射が立つことが判ります。反射が起こらない
のは、結局Zs=Z0=Zrの場合だけであることが判るはずです。
以上、考えて判らないようなら、本を読んでみて下さい。これ以上は誰か詳しい先生に直接講義して
もらわないと、掲示板では面倒です(それにやる気もしない)。小生"Microwave Circuit Theory"
by Glenn F. Engen,ISBM 0-86341-287-4を見て確認しましたが、この本ではこの問題を反射係数と
Sパラメータに置き換えて詳しく説明してあります。たぶん他にも適当な教科書があるんじゃないかと
思います。
｜.｡ｏO(マイクロ波の基礎理論と測定方法に関してとても詳しく、良い教科書だ、と個人的に思います。
難点は英語で書いてある事ぐらいかと)
139:774ワット発電中さん
06/10/13 20:28:02 vo+dapaM
ついでに
RF領域の各種測定に関する誤差や変移関連の技術的解説
に関しては、昔HP今アジレントのテクニカルサマリー
あたりもお勧めダ
140:774ワット発電中さん
06/10/13 23:58:08 jMCezPXR
馬鹿は死んでも直りそうにないな
使えない団塊はさっさと引退して欲しい
141:101
06/10/14 00:29:50 euwwd+kI
>>138
>いやこの式ではですね、伝送線路側は無限長、つまりどこを切っても特性インピーダンスZ0の前提です。
この式とはどの式のことですか?
>>131の(1),(2)式のことですか?
だとしたら，無限に続く場合ではないですよ．
142:101
06/10/14 00:38:04 euwwd+kI
>>138
>となります。まずここでインピーダンスミスマッチによる反射が発生するのです。
一応コメントしておきますと，送信端に裸の理想信号源を繋げば，
確かに反射は起きます．反射は起きますが，それは，信号源に
向かって行ってすぐに吸収されてしまいます．
信号源と送信端の距離が非常に短く理論上は0です．このような
場合は，反射が起きていても，距離がないので定在波も見えません
し，その周辺は集中定数回路として扱って良いのです．反射が起き
ても，実質的には見えないというような状況です．これは，低周波
を扱う通常の回路と同じ状況です．
もう一度，基礎から分布定数回路を勉強し直してみてください．
まずは，電信方程式の意味と導出を勉強し直す必要がありそうで
す．また，電磁気学もMaxwellの方程式を導出する程度の基礎の
部分でよいですから，勉強すると理解しやすくなりますのでお勧
めします．もう，勉強したことがあるならご免なさい．
でも，あなたは，まだ電信方程式の基礎の部分の理解がまだ出来
ていないようです．
143:774ワット発電中さん
06/10/14 00:49:27 ZQyveHel
まず、その理想信号源っちゅーのが存在するんですか？
144:101
06/10/14 00:56:30 euwwd+kI
>>143
オペアンプの出力は出力抵抗がかなり低いため，理想信号源と
近似的に見なせます．
また，理想信号源でなくても，出力抵抗が非常に0に近い信号源
であれば，結果は誤差を除いて同じになりますので，誤差を除いて
は理論に修正を要しません．
145:774ワット発電中さん
06/10/14 00:59:18 ZQyveHel
じゃあせいぜいVHF帯どまりの話ですね。
146:774ワット発電中さん
06/10/14 01:03:30 U0exzJ1X
>>144
ちなみに、50Ωケーブルに直結できるオペアンプはどのような物がありますか？
147:101
06/10/14 01:26:55 euwwd+kI
>>146
>>109-110でリンクを張った箇所で説明されているオペアンプでも
行けるはずです．
むしろ，回路例にあるオペアンプの出力に直列接続されている50Ωの抵抗
を取り除いた方が，振幅を大きく取れるような性能の向上も有り得るで
しょう．
ただし，理論だけでは，思わぬ落とし穴がないとは言い切れないかも知れま
せん．不具合が絶対起きないと言うことを理論だけで証明するのは非常に
難しいことですから．
148:101
06/10/14 01:29:41 euwwd+kI
>>145
私の記憶が正しければ，数10GHz程度まで帯域がある電流帰還型
オペアンプが世の中には存在していたと思います(入手性は悪いで
しょうが．)．
149:774ワット発電中さん
06/10/14 01:39:22 U0exzJ1X
>>147
どのオペアンプも、直結で使うと発振しそうな感じですが…
実際に直結で使われた事は無いのですね？
と言うか、実際にオペアンプを使われた事は有るのですか？
「理論だけで証明」なんて大げさな事をしなくても、データーシートから導き出せないものでしょうか。
150:101
06/10/14 02:05:25 euwwd+kI
>>149
実際にオペアンプを使った事はあります．
発信はしません．いい加減なことは言わないようにしてください．
151:101
06/10/14 02:10:51 euwwd+kI
>>149
発振するというなら，理由をお示し下さい．
少なくとも，オペアンプの出力に抵抗を入れなければ，必ず発振すると
言うことは有りません．
典型的な例としては，バッファアンプがあります．
また，普通のオペアンプを使った負帰還増幅回路や，加減算器なども，
負帰還抵抗はもちろんありますが，オペアンプの出力に抵抗が直列
接続されたものを最終出力にしないといけないなんて事はありません．
152:145
06/10/14 02:17:57 ZQyveHel
>>148
じゃあ、それを実際に使ったとして回路を作ったときにあなたの言う理想の回路に
仕上がるでしょうか？
例えばDC～1GHｚをフラットに増幅するとして基板上にOPAMPと抵抗と同軸を繋ぐだけ
ですよね？ああ帰還抵抗も忘れずにね。よしこれで従来よりも6ｄB利得があがった！
153:774ワット発電中さん
06/10/14 02:18:05 idlB1BWX
普通の同軸50Ωケーブル（比誘電率が２ぐらいのやつ）だと、約100pF/mの容量があるから、
オペアンプをケーブルに直結すると、オペアンプの許容負荷容量を超えて不安定になるよ。
不安定具合は、ケーブルの長さとオペアンプの容量負荷駆動力によるけどね。
オペアンプとケーブルを直結する場合のRsの役割は、容量負荷軽減と、信号源と伝送路の整合を兼ねている。
154:101
06/10/14 02:29:44 euwwd+kI
正しく受電端を終端した同軸ケーブルは，高周波において送電端から
見て純抵抗と見なせる事はよいですか?
低周波においては，リアクタンス成分が出てきます．しかし，それで
オペアンプが不安定になるかどうかは，オペアンプの仕様によりけり
であって，本質的ではありません．
理想的なオペアンプにおいては，許容負荷容量などは考えませんし．
155:101
06/10/14 02:32:07 euwwd+kI
>>152
では，50Ωの抵抗をオペアンプと送電端の間に接続したら，あなたの
望む回路に必ずなりますか?
実験しないと分からない部分はあるでしょう．
しかし，理論上の問題と実験しなくては分からない問題とを混ぜて
はいけません．
156:101
06/10/14 02:35:18 euwwd+kI
仮に発振したとしましょう．
その場合，特性インピーダンスに一致させた50Ωの抵抗でなくても，
10Ωの抵抗でも，1Ωの抵抗でも，オペアンプの発振しない条件を
満たす物なら何でも良いと言うことになりますが，それで
納得されますか?
157:101
06/10/14 02:41:23 euwwd+kI
>>152
>DC～1GHｚをフラットに増幅するとして
そもそも，この前提が間違っています．
オペアンプは，DCから増幅できますが，同軸ケーブルを接続する
場合は，高周波のみを出力することが大前提になります．
なぜなら，低周波成分を同軸ケーブルに流すことは，同軸ケーブル
の前提を崩し，思わぬ悪い結果を生むことになるからです．
従って，もし，不安定になるようなら，高周波以外が増幅されない
よう，フィルタを用いるなどの対策が必要になるでしょう．
しかしながら，これも本質的な話ではありません．なぜなら，
それは，議題の出力に直結する50Ωの抵抗があってもなくても
考慮すべき事柄だからです．
158:152
06/10/14 02:44:53 ZQyveHel
せっかくOPAMP使っているのにDCから増幅しないと意味無いじゃないですか。
ならMMICアンプもってこれは抵抗も必要とせず1GHｚどころかもっと上までいけますよ。
159:101
06/10/14 02:50:05 euwwd+kI
>>158
そうでしょうか．
オペアンプなら，S行列を使った設計も必要有りませんし，簡単そうです．
DCを増幅して，それを同軸ケーブルに繋ぐつもりですか?
そんな事をする人がいるとは思えません．
十分高周波になったときには，特性インピーダンスは，50Ωに収束して
行くものの，低周波，ましてや直流では全く違ったインピーダンスに
なります．ですので，低周波や直流成分は50Ωで整合することは出来ま
せん．
ならば，何の話をしているか全く分からなくなります．
160:101
06/10/14 02:52:53 euwwd+kI
そう言う意味では，オペアンプのデータシートの回路例は，実際には必要な
フィルタを省略して書いてあるのかも知れません．
でもそれと，議題の直列抵抗とは関係がないです．
161:152
06/10/14 03:02:53 ZQyveHel
>>159
通常DCはコンデンサ等カットするのが普通です。
前提にあなたがOPAMPに深くこだわっていた事。
単に信号増幅だけ考えるなら、OPAMPの大きな利点ってDCからいけることでしょ？
あとは高調波歪みが少ないとか・・・。
そんなのどうでもいいというなら、MMICの方が出力端が50Ω整合されているので
簡単だな。
162:101
06/10/14 03:08:39 euwwd+kI
>>161
実際の回路として，オペアンプを選定すべきかどうかという問題は，
私には余り興味がなかったのです．
なぜなら，インピーダンス・マッチングにおける，送電端に接続する
出力の出力抵抗の必要性，に興味があったためです．
理想信号源に最も近い存在がオペアンプなので，それによって，理論との
対応を取ったのです．
よって，オペアンプの直流増幅能力などに，今回は興味はありません
でした．
163:774ワット発電中さん
06/10/14 03:35:17 ZQyveHel
そういえばアジレントの2分配のパワースプリッタなんかは50Ω2本ですね。
port1--50Ω--common--50Ω--port2
16.6Ωを全てのポートに入れたほうが全てのポートがマッチング取れるんじゃないの？
と思ったけど・・・
利点としては出力ポート間のアイソレーションが取れるということなのかな？
164:774ワット発電中さん
06/10/14 08:48:38 U0exzJ1X
>>154
>理想的なオペアンプにおいては，許容負荷容量などは考えませんし．
>>147で説明されている
> >>109-110でリンクを張った箇所で説明されているオペアンプでも
>行けるはずです．
と言うのは、これらのオペアンプが理想的とみなせる訳ですか？
165:高周波スレの101
06/10/14 11:20:02 euwwd+kI
>>164
メーカーのデータシートの回路例の出力の50Ωの直列抵抗を取り除いた
場合に何が起きるかの話です．
理想的ではなくても，少なくとも，その抵抗がある段階では，例
としてメーカーが書いた回路です．
その抵抗を取り除いたとき，不安定になるかどうかの問題になります．
しかし，それは，伝送路とのインピーダンス整合の問題とは全く関係有
りません．
166:774ワット発電中さん
06/10/14 12:27:03 ZwkuddWB
>>161
>通常DCはコンデンサ等カットするのが普通です。
「通常」って…オマイの通常っていったいナニよ？
167:161
06/10/14 14:22:27 ZQyveHel
>>166
じゃぁ、カットしない場合をあげてみそ
168:774ワット発電中さん
06/10/14 15:41:51 NBconOvh
. ∧＿∧ ／￣￣￣￣￣￣￣
（；´Д｀）＜ スンマセン、そろそろ片付けます
-=≡ / ヽ ＼＿＿＿＿＿＿＿
. /| | |. |
-=≡ /. ＼ヽ／＼＼_
/ ヽ⌒)==ヽ_）= ∧＿∧
-= / /⌒＼.＼ || || (´･ω･`)>>101
／ ／ > ） || || ( つ旦O
/ / / ／＿||＿ || と＿)＿) ＿.
し' （＿つ￣(_））￣ (.)）￣ (_））￣(.)）
169:774ワット発電中さん
06/10/14 20:20:25 c+62oic6
エ～諸君
このスレはアナログ高周波回路なわけだが・・・
とりあえずメガヘルツオーダー以上の周波数の話をしようゼ♪
170:774ワット発電中さん
06/10/14 20:42:30 6qXHmZso
>>163
現実的には、送出側でマッチング取っておけば
受け側のミスマッチに因って発生した反射を吸収して再度送出しなくて済むから。
広帯域に使うには伝送路にマッチした抵抗を付けるよね。
送出側のマッチングを取らない回路なんて学生の脳内だけじゃね？
171:774ワット発電中さん
06/10/14 21:07:20 c+62oic6
>>170はなんかズレ～だな
>>163は抵抗分配の話だし、ブロードバンドでも扱う電力によっては
パッドは入れないゾ(入れると燃える)
何らかの高周波回路を伝送回路(伝送線路)に接続
するときはインピーダンスマッチングを考慮するのは
当たり前なんだか、それはすべて抵抗を挿入することにより
成し得るってわけじゃないからナ
172:774ワット発電中さん
06/10/15 00:46:08 dbv6Wes4
>>101のおかげで、このスレで声の大きかった人たちの理解度の低さを改めて知ることができた。
今回の反省を踏まえて、おっさんどもも今一度、基礎理論の理解を確認していただきたい。
「実際問題は…」と言って始めから理論から逃げてしまうおっさんに、回答者たる資格はない。
173:101
06/10/15 00:54:21 2B+04qZX
他スレでリクエストがあったので，回路シミュレーションを
行ってみました．使ったのは，LTSpiceです(SwCAD III)．
結果は，大変良好で，私の予想通りの物となりました．
良い画像アップローダーを示して頂ければ，画像を貼り付けようか
と重います．
なお，アップローダーとしては，電気・電子板にふさわしい物が
よく，猥褻画像などのサムネールなどが見えるような物以外が
必要かと思います．
174:774ワット発電中さん
06/10/15 01:04:11 dbv6Wes4
一部の人たちを除けば、>>101の言い文が誤りとは思ってないので、これ以上引っ張らなくてもいいよ。
>>101の後半の暴れ様には辟易してたし、それ貼って気がすんだら、この件はお開きね。
↓電気電子ろだ
URLﾘﾝｸ(radio.s56.xrea.com)
175:101
06/10/15 01:15:07 2B+04qZX
シミュレーションも行ったので，今回は自信を持って言うことが出来ます．
伝送路の特性インピーダンスと同じ値の純抵抗で受信端を終端した場合，
予想通り，受信端での反射が起きず，何らの後進波も生じませんでした．
この場合，予想通り，信号源出力と送信端間の直列抵抗を入れなくとも
結果は良好で，後進波は全く生じませんでした．この場合，これもまた
予想通り，信号源の電圧をそのまま受信端へ伝えられました．
信号源出力と送信端間に直列抵抗を入れた場合，受信端に伝達された電圧
振幅は予想通り半分になってしまいました．
そして，受信端の終端抵抗の値を特性インピーダンス以外にした場合にどう
なるかを調べても完全に予想通りで，受信端では必ず反射が起きます．
受信端で反射が起きても，送信端に直列抵抗がある場合は，送信端での二次的
な反射がおきませんでした．その結果，反射の往復は起きませんでした．これ
は，受信端で生じた反射波が送信端に届いたとき，信号源が上手く反射波を吸
い取るような効果があるためです．これが送信端の直列抵抗役割だと予想して
いましたが，その通りの結果となったと言うことです．
受信端の終端抵抗を整合させず，送信端にも直列抵抗がない場合は，予想通り，
反射波が送信端と受信端の間を何度も往復しました．受信端での電圧波形は，
伝送路を往復する時間が経過すると，正確に上乗せされていくような波形に
なりました．
176:774ワット発電中さん
06/10/15 01:17:42 Oqvnx2Bj
絵は？
177:101
06/10/15 01:21:24 2B+04qZX
>>176
信号波形のグラフを同一画面に見やすく並べたり，分かりやすく色
を配分したりする手間がありますので，気長にお待ち頂ければ幸い
です．
178:101
06/10/15 01:36:18 2B+04qZX
ところで，LTSpiceだと，T要素(Transmission Line)の途中の電圧を
見る事は出来ないんでしょうか．
今のところ両端の電圧しか見れてないので，進行波と後進波が
直感的に判別しにくく，まだ納得できない人が出てくる可能性
がありそうです．
179:774ワット発電中さん
06/10/15 01:41:47 dbv6Wes4
Tラインを継続すればいけるよ
180:101
06/10/15 01:45:29 2B+04qZX
>>179
なるほど．
181:774ワット発電中さん
06/10/15 13:59:27 qKDD11of
>172 実際問題は歩留まりでダメだろ。
182:774ワット発電中さん
06/10/15 21:11:29 CaveRxr4
>>175が>>101なのかどうかは確認できないが・・
後進波とか(反射波となぜ言わん??)言ってるしナ
>>信号源出力と送信端間に直列抵抗を入れた場合，受信端に伝達された電圧
振幅は予想通り半分になってしまいました
に関して、伝送線路の特性インピーダンスZoに対してどのような値の
抵抗を縦続接続したんだ??、信号の出力インピーダンスが、実は
伝送線路の特性インピーダンスより高くて・・・ってならわかるけどヨ
本当に信号源から見た見かけのインピーダンスが伝送線路の特性Zoと同じで
反射波の発生はないのか??
183:not 101
06/10/15 21:14:06 gnhxRsGl
>>182
>>131
184:774ワット発電中さん
06/10/15 21:28:25 CaveRxr4
いま
送信端Zo＝50Ω------伝送線路Zo＝50Ω------受信端Zo＝50Ω
の回路網に抵抗を挿入して
送信端Zo＝50Ω---インピーダンス50±j0Ωの抵抗 ---伝送線路Zo＝50Ω------受信端Zo＝50Ω
とした場合に送信端から受信端へ伝送される電力はｵｰﾐｯｸﾛｽを無視すると
当初回路の－6dBなのか・・・??? 本当に????
185:774ワット発電中さん
06/10/15 22:41:04 gnhxRsGl
>>184
-3dBだな。
でも、101が言ってるのは
送信端Zo＝0Ω------伝送線路Zo＝50Ω------受信端Zo＝50Ω
or
送信端Zo＝0Ω---インピーダンス50±j0Ωの抵抗 ---伝送線路Zo＝50Ω------受信端Zo＝50Ω
でしょ。
186:774ワット発電中さん
06/10/16 01:03:21 kXOR+cFu
送信端Zo＝50Ω---インピーダンス50±j0Ωの抵抗 ---伝送線路Zo＝50Ω------受信端Zo＝50Ω
だと，通過損失は4/9，すなわち約-3.5dBです．
特性インピーダンスがゼロの時は，負荷の規格化インピーダンスは∞になるので
電力は通過しません．
187:185
06/10/16 01:47:39 tC4Ehtan
ん、何か記号が変だな
送信端Zs＝0Ω------伝送線路Zo＝50Ω------受信端ZL＝50Ω
or
送信端Zs＝0Ω---インピーダンス50±j0Ωの抵抗 ---伝送線路Zo＝50Ω------受信端ZL＝50Ω
ですな。すみません。
188:774ワット発電中さん
06/10/16 09:11:28 El77rLre
しかしインターネットの普及と言うのは恐ろしい…しかも実験結果がまとめてあるとは恐れ入ります。
URLﾘﾝｸ(210.155.219.234)
189:185
06/10/16 10:45:05 tC4Ehtan
あひゃひゃ、酔っぱらってたからoが0に見えた。
送信端Zs＝0Ω------伝送線路Z0＝50Ω------受信端ZL＝50Ω
or
送信端Zs＝0Ω---インピーダンス50±j0Ωの抵抗 ---伝送線路Z0＝50Ω------受信端ZL＝50Ω
でした。度々のスレ汚しすまん。
190:185
06/10/16 18:59:38 tC4Ehtan
>>186
-3dBというのは、抵抗を挿入する事による損失のことです。
191:186
06/10/17 00:14:35 XKJTao5a
>>185
回答ありがとうございます．
こちらは適当な回答ですみません．もうちょっと詳しく説明します．
この場合，50Ωの系に50Ωの抵抗が直列に接続されますので，
入力から見た出力側のインピーダンスは50+50=100Ωになります．
すると，反射係数(S11)は(100-50)/(100+50)=1/3となります．
また，透過係数(S21)は2/3となります．
これらの係数は入射電圧と反射電圧の比ですので，
これを電力比にするには2乗する必要があります．
よって，入射した電力を1とすると，
反射損失は1/9(-9.5dB)，通過損失は4/9(-3.5dB)，
残りの4/9(-3.5dB)は抵抗で消費される熱損ということになります．
192:186
06/10/17 00:17:52 XKJTao5a
訂正します．
>これらの係数は入射電圧と反射電圧の比ですので，
これらの係数は入射電圧と反射電圧又は透過電圧の比ですので，
193:774ワット発電中さん
06/10/17 00:28:14 4KZipZ4B
電気について素人なんだけど、受電端における効率を最大限に確保するためには、受電端のインピーダンスは何Ωになる？
送信端Zs＝1Ω------伝送線路Zo＝50Ω------受信端ZL＝XΩ
51Ωになるんかいな？
194:186
06/10/17 00:48:18 XKJTao5a
>>193
残念ながらそうはなりません．
「効率を最大限に確保する」というのを「反射が起こらないようにする」
と読み取って，説明します．
この場合，伝送線路の電気長θを考慮する必要があります．
すると，送信端から見た反射係数は
(X+jZo*tanθ)/(1+X/Zo*tanθ)という式になります．
反射が起こらないためにはこれがゼロでなければなりませんので，
答えはX=1Ω，θ=N*π(N=0,1,2..，例えば180°)となります．
物理的には，受信端は入力端インピーダンスの共役になっている必要が
あることと，伝送線路で反射された波が入力端でちょうど逆相になって
いるというイメージを持っていれば良いと思います．
195:774ワット発電中さん
06/10/17 01:34:02 4KZipZ4B
>>194
反射を最小限に抑えるという観点では、1Ωであることは理解できました。
以上を踏まえて質問が２つあります。
１．
単純に伝送効率（位相・波長・反射を無視する）と51Ωになるのでしょうか？
２．
話を蒸し返す事になるかもしれませんが、実際の回路設計において50Ωの伝送路＆受電端において、
送電端で直列50Ωのインピーダンスが必要だと考えております。
理由としては、コネクタを介した外部接続環境においてインピーダンスが不定になる状況が想定される場合や、
受電端および伝送路における動作モードの変化に起因したインピーダンスの変化や、
電源インピーダンスの変動による伝送路および受電端のインピーダンスが変動する可能性がある場合は、
負荷変動による異常発振等が起き得る事を考慮する必要があるため、
送電端のインピーダンスを伝送路および受電端のインピーダンスと整合させる必要があると考えますが、
これは現実に即しつつ理論的に正しいのでしょうか？
最後に、自らを電気の素人と申し上げた事を訂正します。
私は、多少なりとも理屈はわかっていますが、理論で回路設計ができない末端のエンジニアです。
私自身も送電端のインピーダンスを負荷インピーダンスに整合する必要は無い場合がありうると考えていました。
一方で、現実的な回路設計を考えた場合（コスト、性能、信頼性、検証責任等）インピーダンスマッチングを取っておいたほうが、良くも悪くも無難だと考えております。
196:774ワット発電中さん
06/10/17 03:02:30 VuO6Kilg
例えばマイクロストリップで繋がっていたとして両端の終端状態が違うと
そのストリップは終端時よりもアンテナとして働いたりしてしまわないかと気になるところ。
同軸でも同じ。
デジタル回路のだすスプリアスも結構すごいものでしょ？
理論的な話じゃなくてスミマセン
197:774ワット発電中さん
06/10/17 14:41:35 ke6DXF8e
お城スレでみんな（…の中には彼を馬鹿にできないような馬鹿もいた
ね）からおもちゃにされていた勇者ってどこいったの？
198:774ワット発電中さん
06/10/17 15:42:14 AnzGXW2s
なかなかシミュレーション結果が出てこないので、
面白半分で伝送線路のSPICEモデル作ってみました。
スケマを固めて上げておきますので、各位LTSpiceを入手の上
色々と試してみると面白いんじゃないかな…と思います。結果画像より
サイズも小さいし、みんなが弄れた方が楽しいしw
L-CのロスレスなL型ネットワークモデルになってまして、L-C一組で50Ωの
線路、2.5D-2Vあたりで100mm相当になっています。よってλ/4=500MHzを超えると
モデルとしての精度が心配になってくるところ、100MHzぐらいから下なら大丈夫かな、と。
なぜ2.5D-2Vにしたか、というと、実はRFラインに平行してトリガ信号を伝送する
事になったのでごにょごにょww (RFとトリガの送り受けその他処理の１セットなんですが…
もうちょっと複雑なことを別途してますが、それはご容赦を)。より太い同軸の場合には
単位長さ当たりのLCが減るので、より長く見えることになります。
より高い周波数(もしくは高速パルス)を相手にするなら、LとCを適宜小さくして段数を
増やす必要があるでしょう。√(L/C)=50ΩならOKな訳でして。
これを150段繋いであるので、2.5D-2V 15m相当です。一応電源と負荷のところにネットラベルを
付けてあります。
｜.｡ｏO(実はSPICEいじったこと無かったのでこんなものに苦労してしまった…
フリーで入手出来るのに150node計算可能とは、本当に恐れ入りました >Linear Technology社)
つ URLﾘﾝｸ(radio.s56.xrea.com)
ちなみに俺は長距離伝送では入出力マッチで乗り切ることに決めましたw
199:774ワット発電中さん
06/10/17 16:28:55 0gBA0I8k
>>198
ファイル開いた。
ﾊﾞﾛﾀ
200:198
06/10/17 18:13:00 AnzGXW2s
>>199
ｳｹﾀｳｹﾀ
内職した甲斐が…('A`)
…というか101氏はどうなったんだろう?
進行波と反射波の分離が云々とか書いてあったけど、それなら散乱パラメータ(S-parameter)で
記述したシミュレータ使えばずっと簡単じゃないかな、と思います。Ansoft Designer SVなら無償で
入手可能です。Sパラはそのまま進行波と反射波の関係を記述したパラメータなので悩む必要が
無いですよね。強いて言えばAC定常状態解析オンリーになってしまうことぐらいでしょうか。
｜.｡ｏO(ロスレス&理想電源だと何処まで行っても反射係数1ですが…でも抵抗負荷なら定電圧電源でも
定電流電源でもjXがついていても-jXでも電圧波形は出て来るんだし、マアイイや、さあ行こうかw)
201:774ワット発電中さん
06/10/17 18:35:20 MZbbHUke
>>194 釣ですか？回答と言うより引っかけ問題みたいですねｗｗｗ
それ反射起きまくりだからｗ
その場合はむしろ反射・再反射を積極的に利用しているんですよ。
定常状態になるまで時間が必要なので使えるケースは限られている。
受信端で反射が起きないのはX=50Ωの時だけですよ。
202:774ワット発電中さん
06/10/17 19:51:36 MZbbHUke
>>198
乙です。ファイル頂きました。
MatchedとUnmachedで信号現の立ち上がり・立ち下がり時間が食い違ってますよ。
同じ（1nsとか）にして実行すると波形がかなり近づきますね。
末端で反射が発生してるのは伝送路が完全な50Ωになっていないからかな？
203:774ワット発電中さん
06/10/17 20:11:05 MZbbHUke
あー1nsじゃどう考えても早すぎるね。
妥当な立ち上がり時間ってどれくらいまでなんだろ？
204:774ワット発電中さん
06/10/17 20:21:41 MZbbHUke
Lを25.3n→25.25nに変更したら反射が少なくなった。
それでもまだ微少な反射が見えるのはシミュレータの計算誤差？
205:774ワット発電中さん
06/10/17 21:44:10 YgSyqoTB
>>198
初SPICEでよくこんなに書きましたねｗ LTSpiceはノード制限等いっさいないですよ。
残念ながら、この線路はロスレスではないです。
LTSpiceのインダクタは、デフォで1mΩの直列抵抗が入っています（HELP参照）
この線路には150個のインダクタがあるので、全部で150mΩの抵抗があります。DC解析して電流を見ると分かります。
これを嫌う場合は、各インダクタ内のRserに0を明記しましょう。俺はあまりに大変そうなので変えてませんｗ
LTSpiceでもSパラシミュレーションはできます。.netコマンドを使います。下記exampleファイル参照。
C:\Program Files\LTC\SwCADIII\examples\Educational\S-param.asc
この時、Port2側のZ0=50Ωが計算時に勝手に付加されるので、うｐしてもらたったファイルで計算する場合は、
R2を１MegΩぐらいにしとく必要があります。
URLﾘﾝｸ(radio.s56.xrea.com)
簡単に反射、進行っぽいのを見るファイルをうｐしました。入力は単位ステップです。
RserとRLを変えながら、x0、x1、x2、xL を見てください。
おまけで、RL>=1Megにして、RserとRout（.net文内）をいじってAC解析すると、Sパラを計算します。
ちにみに101ではありません。
206:194
06/10/18 00:33:22 /dZnIyqe
>>201さん
ご指摘ありがとうございます．この回答は，
送信端Zs＝1Ω------伝送線路Zo＝50Ω------受信端ZL＝XΩ
の場合についてですので，やはり反射が起こらないのは
X=1Ω，θ=N*π(N=0,1,2..)の時になります．
例えば途中の伝送線路の電気長をゼロとした場合，
反射係数は(ZL-Zs)/(ZL+Zs)となりますので，X=50Ωとしてしまうと
この値は49/51で，ほぼ全反射となってしまいます．
>>195さん
回答が遅くなりすみません．
>２．
>送電端のインピーダンスを伝送路および受電端のインピーダンスと
>整合させる必要があると考えますが、
>これは現実に即しつつ理論的に正しいのでしょうか？
正しいです．回路単体としてこの必要性があるかどうかは疑問ですが，
送受信機などを構成する場合は，個々の回路(アンプ，ミキサ，スイッチ等)
の入出力端はあるインピーダンス(例えば50Ω)に規定される必要があります．
さもないと，例えばアンプのパワー整合が取れるように動作点を決めたのに，
その入力端に接続されるスイッチの出力端のインピーダンスが50Ωから
ずれていたために，アンプ本来の性能が出せなかった．．．，といった
不具合が生じます．
１．については，質問がよくわかりませんでした．すみません．
207:101
06/10/18 02:09:50 9nzXswOv
>>201
>受信端で反射が起きないのはX=50Ωの時だけですよ。
私もそう思います．
>>194さんは，何か勘違いをしておられる．
208:201
06/10/18 02:41:17 +xGpPvTY
>>206さん
「効率を最大限に確保する」の定義が「最大の電力を伝送する」ということであれば
［送信端Zs＝1Ω------伝送線路Zo＝50Ω------受信端ZL＝XΩ］の条件下において
論理的にはX=1でOKだと思いますが（ただし周波数が限定され、ケーブルの長さに大き
な制限がつくという条件が付加されてます）、>>194さん自身が提示した定義は
「効率を最大限に確保する」＝「反射が起こらないようにする」でした。残念！！
前のレスでも書きましたが、X=1の場合、伝送路の両端で-49/51の反射が起きます。
>>194にだって
＞伝送線路で反射された波が入力端でちょうど逆相になって
＞いるというイメージを持っていれば良いと思います．
と書いてあるではないですか！
明らかに上の文章は「反射は起こらない」と矛盾した事が書かれています。（笑
また、X=50の時に起こると言われている「反射」は集中定数回路内で解決されるも
のです。これは一般的に言われる反射ではなく、抵抗による分圧に過ぎません。
X=50で受信端がマッチングした状態では「伝送上の反射」は全く起こらず、
理想電源からみれば51Ωの純抵抗負荷がぶら下がってるのと等価となります。
209:194
06/10/18 07:22:43 /dZnIyqe
>>101さん、201さん
ご指摘ありがとうございます。
上述の簡単な式だけで十分だと思っていましたが、
分かり易い説明でなかったようですみません。
所用がありまして、回答できるのは明後日以降になってしまいます。
もし学生さんの方でしたら、先生から別の説明を聞いてみてください。
もしプロの方でしたら、回路シミュレータで動作を確認してみてください。
210:774ワット発電中さん
06/10/18 08:02:15 QXB34rqG
>>202-205
みなさんいろいろ教えていただきまして多謝! 特に>>205氏
Lにデフォルトで微小なRがついてる、ってのは全然気が付きませんでした。
MatchedとUnmatchdの信号源の立ち上がり時間が違うのは、いじっている途中の
ものを不注意にupしたせいです。みなさんへの引っかけ、的になってしまって申し訳ない orz。
まあ回路は単にコピペしただけなので書くのはなんの手間もなくて、
コピペのコマンドが何か調べるのが一番時間がかかっていたりw
Sパラシミュレーションまで出来るとは、ますますLTSpice侮りがたしですね。
自分計算工学の専門では無いので判らない所がありますが、妙なリップルが
見えるのは有限な要素で近似しているの"も"原因なのではないかという気がします。
もちろん計算誤差もあるかと思いますが。LCを共に10倍にして段数を減らすと、リップルの
継続時間が長くなるようですし。そもそも伝送線路のLC近似モデルというものは、どう見ても
影像インピーダンス法で設計したパッシブLPFですから嘘が入っているのはしょうがないかな、と。
MWSpiceのようにフーリエ変換逆変換したら誤差が減るのかも知れません(使ったこと無いので
噂で想像してますが)。
｜.｡ｏO(しかし肝心の主役は?)
211:101
06/10/18 10:26:20 9nzXswOv
>>209
あなたが先生であるなら，先生の資格を剥奪されるべきです．
212:101
06/10/18 10:33:54 9nzXswOv
>>206
伝送路をどんな長さにしても，受信端の抵抗値を特性インピーダンスZ0に
一致させると受信端での反射が起きないことは，シミュレーションでも
確認しています．
その図の回路において反射が起こらないのは，ZL=50Ωの時です．
「ある地点から見込んだインピーダンス」
という概念を，あなたは勘違いなさってる．
数式を全てご自分で導出してみると，ご自分の勘違いが分かるはずです．
213:101
06/10/18 10:44:15 9nzXswOv
>>206さんが，数学の分かる人であるなら，>>131-132を良くご覧になれば，
>>132の(6)式において，反射が起きない条件が，Zr=Z0で有ることが
分かるはずです．
最初から厳密に導出しているので，線路長を変化させても条件が全く変化
しないことが厳密に言えることが分かるでしょう．
条件には，信号源の出力インピーダンスは含まれません．つまり，
信号源のインピーダンスは，反射を防ぐことには全く関係ないのです．
信号源のインピーダンスと受信端の終端抵抗とを一致させることも必要
有りませんし，これらの二つを線路長をパラメータとした何かの関係式に
よって結ぶ事も必要ではありません．
条件は，厳密に，伝送路の特性インピーダンスと受信端の終端抵抗とを一致
させることです．
214:201
06/10/18 12:34:41 +xGpPvTY
>>209
送信端Zs＝1Ω------伝送線路Zo＝50Ω,Len＝λ/2------受信端ZL＝1Ω
の回路で送信端から周波数fの信号出力を開始し、定常状態になった後に出力を
OFFする場合を考えてみてください。
もし、反射がないのであれば、出力OFF後1/(2f)秒後には受信端でも信号がOFFす
る筈です。また、出力OFF後は送信端では信号は全く検出されない筈です。
「反射がない」とはそういうことです。
しかし、上の回路ではそうはなりませんよね？
したがって、明らかに、この回路では反射が発生します。
215:101
06/10/18 14:19:37 9nzXswOv
>>194
>この場合，伝送線路の電気長θを考慮する必要があります．
>すると，送信端から見た反射係数は
>(X+jZo*tanθ)/(1+X/Zo*tanθ)という式になります．
>反射が起こらないためにはこれがゼロでなければなりませんので，
>答えはX=1Ω，θ=N*π(N=0,1,2..，例えば180°)となります．
この数式がどこから出てきたのか不明です．>>131-132の様に，基本
方程式から初めて導出して見せて貰わなければ，正しいかどうか誰にも
分かりません．
しかも，仮にこの数式が正しいと仮定しても，あなたの述べた結論には
なりません．
>答えはX=1Ω，θ=N*π(N=0,1,2..，例えば180°)となります．
は明らかに間違いで，
X=0Ω，θ=n*π(n=0,±1,±2,±3,…)
となります．
後半は単に書き方が違うだけで同じ内容ですので，気にしなくて構いませ
んが，前半は違っています．あなたの結論では，X=1になっていますが，
正しくは，X=0となります．ただし，正しいと言っても，この数式が正しく
なければ意味がありません．この数式から導かれた一応の正しい答えとし
ては，X=0となると言うことです．
あなたは，過った数式を持ち出してこられて，結論も恣意的に改ざんした
ように思えます．どうやったら，X=0の結論がX=1に変わってしまうのか
理解できません．唯一理解できるとすれば，最初から受電端の抵抗値と
送電端の抵抗値が一致した時に最適になると言う結論を得たいという願望
があったために，結論を改ざんした可能性です．
216:101
06/10/18 14:29:54 9nzXswOv
念のため，
>>194
さんが書かれた数式と似た数式を探し出すと，次の数式が非常によく似て
いることが分かりました:
Z={Zr+Z0*tanh(γl)}/{Z0+Zr*tanh(γl)}*Z0
この式の意味は，後に述べます．
数式として，この状態が最も美しいと思えますが，最後にあるZ0で分母を
割ってみると，
Z={Zr+Z0*tanh(γl)}/{1+Zr/Z0*tanh(γl)}
となり，非常に似た形式になります．
この式は何かというと，長さl，特性インピーダンスZ0,伝搬定数γの
伝送路の受信端にインピーダンスZrを接続したときの，
「送信端から見込んだインピーダンス」
です．
「見込んだインピーダンス」というのは，その位置での電圧を電流で単純
に割った物です．
しかし，>>194さんの数式では，虚数単位jが分子第二項に付いてますが，
こちらでは付いてませんので，同じ式であるかどうかは本人にしか分かり
ません，
217:101
06/10/18 15:03:13 9nzXswOv
出力抵抗がR，内部電圧V(t)の信号源に抵抗R2を接続した場合，
Rを変えられない条件で，最も多くの電力(単位時間当たりのエネルギー)を取り出す
ためのR2の条件は，R2=Rです．
しかし，これは，信号源の内部抵抗Rを固定してR2を変えたときに最大のな電力を
得るための条件であって，逆にR2を固定してときに，Rを変えたときには，こうは
なりません．R2を固定した場合は，R=0の時にR2が受け取る電力が最大になります．
今回の議題では，反射が起きなくするために受信端は特性インピーダンス50Ωに
等しい純抵抗で完全に終端しなくては行けません．この状態では，伝送路と受信端
の純抵抗全体を含めた部分は，送信端においては，高周波に対しては，単なる50Ωの
純抵抗のように振る舞います．
よって，R2=50に相当し，これが固定された場合と見なせます．よって，電力
最大の条件は，R=R2ではなく，R=0，ということになります．
218:101
06/10/18 15:24:36 9nzXswOv
虚数単位jが何故，余分に付いているのかもう少し考えてみたところ，
他にも数式に違いが見つかりました，tanとtanhの違いです．
tanh(j*x)=j*tan(x)
の関係があるので，そう思って式を比べると，ある程度納得が出来ます．
唯一，分母にjが付いていないことを除いては．
219:774ワット発電中さん
06/10/19 00:41:20 y+cksyqW
>>193で「受電端における効率を最大限に確保するため」の条件を聞かれて、
>>194がこれを「反射が起こらないようにする」と読み取ったと言いながらも、
当の>>194は、「受電端における効率を最大限に確保するため」の条件を導き、
X=1Ω，θ=N*π(N=0,1,2..，例えば180°) と示した。
「受電端における効率を最大限に確保するため」の条件下で、この結果は正しい。
が、>>101は「反射が起こらないようにする」に捕まってしまい、主題を忘れてしまった。（>>194に騙された？）
「反射が起こらないようにする」条件は>>101の言うとおりだけど、
無反射の場合が効率最大ではなかった。
話がこじれてる原因はこんなかんじかな？
220:101
06/10/19 00:49:36 ulSlw2Bq
>>219
>>217で私が言及したのは，Zと書かずにRと書かれていることからも
推論できるように，純抵抗の場合です．
受電端をちゃんと終端しないことには反射が起きてしまいます．
また，皮相電力が出てきてしまうので，純抵抗で成り立つ電力の
話が成り立たなくなります．
よって，受電端をきっちり終端していない場合には，そもそも，
効率を考えること自体意味を成さないのです．
ということで，話がこじれている原因は，そもそも，>>194さんの理解が
変な事が原因です．
221:101
06/10/19 00:53:26 ulSlw2Bq
>>219
>当の>>194は、「受電端における効率を最大限に確保するため」の条件を導き、
>X=1Ω，θ=N*π(N=0,1,2..，例えば180°) と示した。
>「受電端における効率を最大限に確保するため」の条件下で、この結果は正しい。
これも，>>215で書いたとおり，全くのデタラメです．
222:774ワット発電中さん
06/10/19 01:37:39 y+cksyqW
言われるように、効率を考えること自体意味を成さないむちゃくちゃな状態という認識はありますが、
このような特異な状態でも、あえて導いた条件を>>194は示していると思います。
あと、X=1ΩとかX=0Ωは、リアクタンスじゃなくて純抵抗って認識してます。（>>193の記述が紛らわしかった？）
URLﾘﾝｸ(radio.s56.xrea.com)
シミュレーション結果をうｐします。
送信端Zs＝1Ω------伝送線路Zo＝50Ω------受信端ZL＝XΩ
周波数単一1GHzで、伝送線路長を0cmから50cmまで横軸挿引。X=1m（緑）、1（青）、50（赤） の３パターンでのS21です。
使った伝送線路の波長短縮はないので、1GHzの半波長=15cmの整数倍の線路長 かつ X=1Ω（純抵抗）のとき、
最大の効率が得られるようです。受電端の絶対電力で見ても同様の傾向になります。
223:101
06/10/19 02:18:47 ulSlw2Bq
>>222
>>194の説明だと，>>194に出てる数式は，反射係数だと述べられています．
しかし，物理学で行うような単位に対する「次元解析」を行っても，
明らかにあの数式の次元はインピーダンスであり，反射係数の次元とは
一致しません．
よって，確実に>>194の説明は理論が破綻しているんです．
もちろん，>>222のシミュレーション結果はその通りでしょう．
しかし，私が最初に議題に挙げた内容とのつながりをもっと明確にする
必要があります．
サンプル回路などで頻繁にオペアンプ出力と送信端の間に直列に繋がれて
ある50Ωの純抵抗がどのような意味を持つか，実質的に意味がないのであ
れば，省略可能かもしれない，と言ったような疑問に対する答えに繋げて
いく必要があります．
224:101
06/10/19 02:25:28 ulSlw2Bq
>>224のような事情を頭の中に入れたとします．
それでは，その事が，送信端の50Ωの直列抵抗を省いてはならない理由
になるかどうかです．
>>217にも書きましたが，>>222で調べられていることは，送電端の
出力抵抗を固定した場合に，負荷の抵抗値をいくらにすれば，
最大の電力が遅れるか，と言うような事です．
しかし，実際の問題は，反射がない事が絶対的に必要条件なので，
特性インピーダンスZ0と受信端の終端抵抗の値を一致させる必要があ
ります．
その状態では，R2を固定して，Rを動かした時の，電力最大の条件を
求める場合に相当します．この場合，R=R2ではなく，R=0が解です．
よって，電力最大の条件も，私が最初に提示した通り，送信端の直列抵抗
がない場合に一致するという幸運に恵まれたことになります．
225:101
06/10/19 02:27:59 ulSlw2Bq
>>224の誤字訂正:
>>224のような事情を頭の中に入れたとします．
--->
>>222のような事情を頭の中に入れたとします．
226:101
06/10/19 02:29:50 ulSlw2Bq
>>224の誤字訂正(追加):
最大の電力が遅れるか
--->
最大の電力が送れるか
絶対的に必要条件
--->
絶対的な必要条件
227:774ワット発電中さん
06/10/19 04:33:15 oHU2/JpY
送信端からみた負荷側（伝送線路とX込み）のインピーダンスZinは、
Zin = Zo * (X + jZo*tanθ) / (Zo + jX*tanθ) …①
このZinと信号源抵抗Zsとの反射係数を>>194は求めようとして、Zsに既に1を代入してしまったため、
反射係数の式の次元がおかしく見えてるんだと思います。（でもあの式はちょっと変？）
>>194の式はちょっと分からないので、簡単に上の①式で計算したZinがZsと等しくなれば、S11がzeroになって、
すると無損失線路であればS21が1になるので、受電端への電力効率が最大になります。
Zin = Zs を満たすには…（略）… X-1=0 かつ tanθ=0 が条件となるので、>>194の結果と一致します。
Sパラだけで考えるとこれだけで良さそうに聞こえますが、
実際には、受電端では反射が起きて、後退波が送信端のZsでちょっとロスってを繰り返して…と考えると
先のSパラでの結果はホントか？と疑問に感じてしまいます。
定常的にはSパラでの結果に落ち着くとは思うのですが、途中の過渡的な過程を考えてみるのはおもしろそうです。
228:774ワット発電中さん
06/10/19 08:04:17 wYZ5KFDj
おいらとしては途中の議論よくわからんけど
OPAMPで同軸線路使って、いままで電圧が半分、だったところが2倍になるなら、
すなわちRL側で電力4倍になるなら万々歳なんですが・・・もちろん、伝送特性もフラットでね。
>>101さんはそれが可能だといっている。
で、どうなのよ？
229:101
06/10/19 10:34:14 ulSlw2Bq
>>228
シミュレーションする限り，実際に可能です．
あとは，それで何か問題が起きないかどうかです．
230:774ワット発電中さん
06/10/19 11:14:22 dGC/Yem7
なんかスレが紛糾する理由が分かった気がするよ。
> >>101さんはそれが可能だといっている。どーよ。
ときいてるときに101が答えちゃいかんだろ(w
可能だと主張している101が「可能である」と主張するのは当然なんだからして。
>228
可能。もちろん理想アンプ、抵抗負荷条件で。Zo=50ΩにみえてもS12があるような奴はだめ。ミキサとか。
もともとソース側のマッチはリアクタンス素子でとるのが正しく、
抵抗いれるというのはパワーの損はもともと覚悟の上なので、パワーの観点で抵抗の挿入可否を
考察するのが誤り。
231:774ワット発電中さん
06/10/19 12:12:03 pYQl4n8j
未経験30過ぎの大卒電子科卒でも回路設計士として雇ってくれますかね？
232:774ワット発電中さん
06/10/19 14:16:04 WbaaqMmJ
「回路設計士」すか？
233:774ワット発電中さん
06/10/19 14:52:47 XjRJSCXe
ディジタルテレビは、受信回路以外は全てディジタルなんだよね？
URLﾘﾝｸ(www.sanyo.co.jp)
URLﾘﾝｸ(www.sanyo.co.jp)
234:774ワット発電中さん
06/10/19 14:55:48 re8KC2W0
>>231
回路かければOKだよ。
これまで書いたことのある回路の部品数とかノード数を表にまとめてアピールだ。
未経験だとつらいね。やる気と情熱で勝負だもんな。まぁがんばれ
235:774ワット発電中さん
06/10/19 15:09:30 XjRJSCXe
地上波ディジタル放送の移行についてはこちらかな？
URLﾘﾝｸ(www.kokufu.net)
236:774ワット発電中さん
06/10/19 15:33:45 XjRJSCXe
地上波ディジタル放送の紹介
URLﾘﾝｸ(www.magnadesignnet.com)
237:774ワット発電中さん
06/10/19 15:40:08 XjRJSCXe
↑ OFDM復調LSI
URLﾘﾝｸ(www.megachips.co.jp)
238:774ワット発電中さん
06/10/19 15:50:51 ekwjLyLH
デジタルチューナでも作るの？
239:201
06/10/19 16:06:24 QTXEDsuq
1/2λ伝送路によるインピーダンスマッチの件、過渡現象を見る為のシミュレー
ションのファイル（LTSpice）をアップしました。
URLﾘﾝｸ(radio.s56.xrea.com)
このファイルでは伝送線路にはLTRA（Lossy Transmission Line）モデルを使用
しています。1cm辺り2.5nH/1pのL-Cを持つ50Ω同軸を想定しています。
R=0としてますのでロスレスです（Rの値を変えることによりロスがある
場合のシミュレーションも出来ます）。
これですと1cm当たりの電気長が50psとなりますので、len=10とし10cm、500psの
遅延時間を持つ伝送路としています。
シミュレーションをRUNしますと、T=0に送信端から1GHzの正弦波の出力を開始し、
200ns後（200サイクル後）に出力を停止します。
定常状態になるまで、及び、出力停止後受信端での信号がOFFするまで、それぞれ
100ns近い時間が掛かっているがはっきりと分かると思います。
出力停止後に見えている信号は滞留していた反射波以外のなにものでもありません。